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7nm技术节点中的畸变波形现象及其对签核时序分析的影响

抽象

在今天的深亚微米技术节点中,如16nm,7nm及更高,对于精确的静态时序计算存在巨大挑战。 不断增加的布线拥塞,薄金属层以及非常高速的信号传播使得这些节点易于产生显着的串扰效应。

侵略者可以影响受害者信号的转换,从而导致波形失真,这种效应也称为颠簸波形。 在7nm节点,波涛汹涌的波形效应对块闭合造成了重大挑战。 在本文中,我们将分析失真波形的原因,并探讨如何作为物理设计工程师克服这种影响。

此外,我们将讨论波形失真的根本原因及其对签核时序检查的影响。 该波形主要影响信号的转换,当设计处于签核阶段时,很难适应这种违规行为 。

物理设计工程师只能在时序签核检查中看到这些颠簸的转换,因为与时序签核工具相比,PNR工具并不准确。 我们还将通过应用两种不同的延迟计算方法来显示对签核时间的实际影响。

让我们通过观察计时准确性的挑战,直接进入它。

时间准确性的挑战

长尾效应

缩小效应对导线的厚度以及晶体管产生巨大影响。 导线的电阻显着增加,这导致定时延迟的增加以及与定时模型相关的精度。

准确测量电池定时的关键参数之一是转换。 遗憾的是,在较低几何形状的节点中 ,通常产生不同的波形,因为该装置总是需要有限的切换时间,并且为了精确度目的而不能再避免其影响。

但是,如果我们根据10%和90%的测量点进行测量,那么就真实情况而言,这不是准确的建模。 下图中显示了一个示例,并且可以在尾部看到输入波形的主要差异,这会影响逆变器的输出,因此用于定时计算的传统测量模型不足以参数化延迟。 波形的尾部对其延迟的计算具有显着影响。

回到米勒帽

返回米勒帽(图片来源:Cadence)

米勒效应是阻抗在放大器负增益上的有效倍增。 米勒效应出现在两个节点之间的连接电容的情况下,它们之间具有反相电压增益/关系。 在上面的示例中,将第一级视为反相器,将其外部连接到AND(NAND + NOT)门。 内部nand栅极的耦合电容(Cgd *增益)和接收器输出的第一级可以产生Back Miller电容。 下一阶段是“侵略者”。

传统上,接收器引脚电容在转换阈值处测量,转换阈值通常为VDD的30%和70%。 结果,在ECSM(有效电流源模型)库中使用这样的阈值导致丢失波形尾部的重要数据。 为了捕获上面提到的深亚微米效应,如Miller Cap和长尾效应,Cadence供应商如Cadence建议在ECSM库中包含8个引脚电容,以实现精确建模。

建议将3片式电容表扩展为8片式表,可以更好地捕获由于波形尾部的反米勒电流引起的波形失真。 推荐的8引脚电容阈值为90%70%50%40%30%20%10%和0.01%的VDD用于下降转换,10%30%50%60%70%80%90%和99.99上升转换的VDD百分比。

什么是凹凸不平或波形失真?

当分析串扰引起的延迟时,存在串扰可能使受害者开关波形失真。 失真的波形可能偏离接收门的延迟表征中使用的输入波形。 这导致下游逻辑锥中与转换相关的延迟的不准确性。 如果串扰影响很严重,受害者波形可能会变得非单调(颠簸),如下图所示:

凹凸不平的波形

在上面的图示中,受害网与耦合电容耦合。 逆变器(用箭头表示)可以从A到B三次超过其阈值。如果不使用正确的模型表示,这可能导致不准确的延迟计算。

在Cadence的Tempus中,通过应用以下命令找出失真波形的一种方法。 这可以准确地分辨出攻击者是什么以及它对总体时间延迟的影响程度。 PNR工具无法通过定时签核工具的精确度来看到这些SI(信号完整性)效应,这对物理设计工程师来说是一个重大挑战。

分析颠簸波形以进行定时签收的方法

1.非线性(向下一级传播颠簸)

在22nm以下的较低节点中SI效应非常高,并且需要在PNR阶段期间适应。 来自所有攻击者的这些效果可以被建模为电流源,并且反过来可以用于创建输入波形。

对于具有高xcap的网络,可以创建具有多个过渡交叉的颠簸波形。 那些颠簸的波形会传播到下一个阶段,并可能导致非常大的转换违规。

所有噪声源的SI效应在第一次迭代中通过非线性模拟进行组合,以创建最终的SI输入波形。 对于具有大xcap的网络,此模拟可能会导致波形具有多个过渡交叉或“凸起”。

例1:

如上所述,这些失真波形从第一级传播到第二级。 如果有两个背对背逆变器连接如下图所示,可能会出现背米勒效应。 这可以放大违规,并将在逆变器第二级的输出引脚上报告。

下面是一个从块中获取的实际快照,它容易出现上述情况,其中波形失真与Back Miller cap效应一起发生,其中最大转换松弛为-484 ps:

以下是示例1的快照,取自Cadence的Tempus工具。 每当工具传播这些失真的波形时,它都会报告大量的最大传输违规。 这种情况在签字阶段肯定具有挑战性,因为在PNR期间没有报告这些违规行为。

2.线性方法(将颠簸转换为非颠簸)

将失真波形传播到第二级使得延迟计算变得复杂,因为它涉及下一级组合单元。 以下方法描述了从失真波形建模非凹凸波形的方法。

该工具将首先通过噪声源峰值的线性求和将总估计噪声峰值计算为Vnoise,然后通过在延迟阈值Vdelay处应用总噪声峰值来拉伸基本波形。 签核工具计算最大延迟交叉时间Tsi,作为基本延迟波形穿过Vdelay + Vnoise的时间。对于min,Tsi是基本延迟波形穿过Vdelay-Vnoise的时间。

使用ratio = Tsi / Tbase来缩放基本波形上的每个时间点,以使拉伸的SI波形在时间Tsi处超过50%VDD点。 然后将得到的拉伸SI波形传播通过细胞。

没有颠簸的波形传播到下一阶段,因此期望看到更少的转换违规。 在Tempus中,可以使用特定命令启用上述方法。

在Tempus中,通过启用上述线性延迟计算,即使在与示例2中所示相同的网络上也可以显着改变延迟报告。现在,该工具报告了最大转换的31ps松弛。

那么,哪种方法更适合时序签收?

如果块具有显着的串扰,则上述效果更加可观察。 如果我们比较示例1和2,很明显线性方法可以帮助我们减轻大的时序违规,特别是在大转换方面。 然而,线性方法也可以显着改变定时计算,即使串扰的变化非常小,转换也会显着变化,如下图所示。

只要在最悲观的点处进行转换测量,线性方法就可以是准确的。 但是,在以下情况下,当失真波形非常接近转换测量跳变点时,这将导致整个路径延迟的变化。

沿波形的散列标记指示波形穿过转换跳变点阈值的位置。 对于最大延迟分析,精确转换测量使用第一个转换跳变点的最早穿越。 波形形状的微小变化可能导致波形拐点达到或不达到转换跳变点,从而导致精确转换的大幅变化。

总的来说,这两种方法都有一定的局限性; 然而,线性方法仍然在实际定时延迟方面给出了更好的图像。 目前,工程师在7nm技术的时序方面必将面临阻塞和设计关闭的挑战。

参考文献:

· 2019-05-12 20:06  本新闻来源自:Design-Reuse,版权归原创方所有

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